Amplifier Kelas D, pertama kali diusulkan pada tahun 1958, telah menjadi semakin populer dalam beberapa tahun terakhir. Apa itu amplifier Kelas D? Bagaimana mereka membandingkan dengan jenis lain dari amplifier? Mengapa Kelas D menarik untuk audio? Apa yang dibutuhkan untuk membuat amplifier Kelas D audio yang “bagus”? Apa saja fitur produk amplifier Kelas D, Demukan jawaban untuk semua pertanyaan ini di halaman berikut.
Latar Belakang Amplifier Audio
Tujuan amplifier audio adalah untuk mereproduksi sinyal audio input pada elemen output penghasil suara, dengan volume dan tingkat daya yang diinginkan—dengan tepat, efisien, dan dengan distorsi rendah. Frekuensi audio berkisar dari sekitar 20 Hz hingga 20 kHz, jadi amplifier harus memiliki respons frekuensi yang baik pada rentang ini (kurang saat menggerakkan speaker terbatas pita, seperti woofer atau tweeter ). Kemampuan daya sangat bervariasi tergantung pada aplikasinya, dari miliwatt di headphone, hingga beberapa watt di TV atau audio PC, hingga puluhan watt untuk stereo rumah "mini" dan audio otomotif, hingga ratusan watt dan lebih untuk rumah dan komersial yang lebih bertenaga. sound system—dan untuk mengisi teater atau auditorium dengan suara.
Implementasi analog langsung dari penguat audio menggunakan transistor dalam mode linier untuk membuat tegangan output yang merupakan salinan skala dari tegangan input. Gain tegangan maju biasanya tinggi (setidaknya 40 dB). Jika penguatan maju adalah bagian dari loop umpan balik, penguatan loop keseluruhan juga akan tinggi. Umpan balik sering digunakan karena penguatan loop tinggi meningkatkan kinerja—menekan distorsi yang disebabkan oleh nonlinier di jalur maju dan mengurangi kebisingan catu daya dengan meningkatkan penolakan catu daya (PSR).
Keuntungan Amplifier Kelas D
Dalam penguat transistor konvensional, tahap keluaran berisi transistor yang memasok arus keluaran kontinu seketika. Banyak kemungkinan implementasi untuk sistem audio termasuk Kelas A, AB, dan B. Dibandingkan dengan desain Kelas D, disipasi daya tahap keluaran besar bahkan pada tahap keluaran linier yang paling efisien. Perbedaan ini memberikan keuntungan yang signifikan pada Kelas D di banyak aplikasikan karena disipasi daya yang lebih rendah menghasilkan lebih sedikit panas, menghemat ruang dan biaya papan sirkuit, dan memperpanjang masa pakai baterai dalam sistem portabel.
Amplifier Linier, Amplifier Kelas D, dan Disipasi Daya
Tahap keluaran penguat linier terhubung langsung ke speaker (dalam beberapa kasus melalui kapasitor). Jika transistor persimpangan bipolar (BJT) digunakan pada tahap keluaran, mereka umumnya beroperasi dalam mode linier, dengan tegangan kolektor-emitor yang besar. Tahap output juga dapat diimplementasikan dengan transistor MOS, seperti yang ditunjukkan pada Gambar 1.
Daya dihamburkan di semua tahap keluaran linier, karena proses pembangkitan V OUT tak terhindarkan menyebabkan I DS dan V DS bukan nol dalam setidaknya satu transistor keluaran. Jumlah disipasi daya sangat tergantung pada metode yang digunakan untuk membiaskan transistor keluaran.
Topologi Class A menggunakan salah satu transistor sebagai sumber arus dc, mampu mensuplai arus audio maksimal yang dibutuhkan oleh speaker. Kualitas suara yang baik dimungkinkan dengan tahap keluaran Kelas A, tetapi disipasi daya berlebihan karena arus bias dc yang besar biasanya mengalir di transistor tahap keluaran (di mana kita tidak menginginkannya), tanpa dikirimkan ke speaker (di mana kita menginginkannya). mau anu).
Topologi Kelas B menghilangkan arus bias dc dan mengurangi daya secara signifikan. Transistor keluarannya dikontrol secara individual dengan cara push-pull, memungkinkan perangkat MH untuk memasok arus positif ke speaker, dan ML untuk menenggelamkan arus negatif. Ini mengurangi disipasi daya tahap keluaran, dengan hanya arus sinyal yang disalurkan melalui transistor. Sirkuit Kelas B memiliki kualitas suara yang lebih rendah, namun, karena perilaku nonlinier ( distorsi crossover ) ketika arus keluaran melewati nol dan transistor berubah antara kondisi hidup dan mati.
Kelas AB , kompromi hibrida Kelas A dan B, menggunakan beberapa arus bias dc, tetapi jauh lebih sedikit daripada desain Kelas A murni. Arus bias dc yang kecil cukup untuk mencegah distorsi crossover, memungkinkan kualitas suara yang baik. Disipasi daya, meskipun antara batas Kelas A dan Kelas B, biasanya lebih dekat ke Kelas B. Beberapa kontrol, mirip dengan rangkaian Kelas B, diperlukan untuk memungkinkan rangkaian Kelas AB mensuplai atau menenggelamkan arus keluaran yang besar.
Sayangnya, bahkan penguat kelas AB yang dirancang dengan baik memiliki disipasi daya yang signifikan, karena tegangan output midrange umumnya jauh dari rel suplai positif atau negatif. Penurunan tegangan sumber saluran yang besar menghasilkan disipasi daya instan I DS × V DS yang signifikan.
Berkat topologi yang berbeda (Gambar 2), penguat Kelas D menghilangkan daya jauh lebih sedikit daripada yang di atas. Tahap keluarannya beralih antara catu daya positif dan negatif sehingga menghasilkan rangkaian pulsa tegangan. Bentuk gelombang ini tidak berbahaya untuk disipasi daya, karena transistor keluaran memiliki arus nol saat tidak beralih, dan memiliki V DS yang rendah saat mereka menghantarkan arus, sehingga memberikan I DS × V DS yang lebih kecil .
Karena sebagian besar sinyal audio bukan rangkaian pulsa, modulator harus disertakan untuk mengubah input audio menjadi pulsa. Isi frekuensi dari pulsa mencakup baik sinyal audio yang diinginkan dan energi frekuensi tinggi yang signifikan terkait dengan proses modulasi. Filter low-pass sering disisipkan di antara tahap output dan speaker untuk meminimalkan interferensi elektromagnetik (EMI) dan menghindari mengemudikan speaker dengan terlalu banyak energi frekuensi tinggi. Filter (Gambar 3) harus lossless (atau hampir seperti itu) untuk mempertahankan keuntungan disipasi daya dari tahap keluaran switching. Filter biasanya menggunakan kapasitor dan induktor, dengan satu-satunya elemen disipatif yang sengaja dibuat adalah speaker.
Gambar 4 membandingkan disipasi daya tahap keluaran ideal ( P DISS ) untuk amplifier Kelas A dan Kelas B dengan disipasi terukur untuk amplifier Kelas D AD1994, diplot terhadap daya yang dikirim ke speaker ( P LOAD ), yang diberikan sinyal gelombang sinus frekuensi audio . Nomor daya dinormalisasi ke tingkat daya, P LOAD max , di mana sinus terpotong cukup untuk menyebabkan 10% distorsi harmonik total (THD). Garis vertikal menunjukkan BEBAN P di mana kliping dimulai.
Perbedaan signifikan dalam disipasi daya terlihat untuk berbagai beban, terutama pada nilai tinggi dan sedang. Pada permulaan kliping, disipasi pada tahap keluaran Kelas D adalah sekitar 2,5 kali lebih kecil dari Kelas B, dan 27 kali lebih kecil dari Kelas A. Perhatikan bahwa lebih banyak daya yang dikonsumsi pada tahap keluaran Kelas A daripada yang dikirimkan ke speaker—a konsekuensi penggunaan arus bias dc yang besar.
Efisiensi daya tingkat keluaran, Eff , didefinisikan sebagai
Pada permulaan kliping, Eff = 25% untuk penguat Kelas A, 78,5% untuk penguat Kelas B, dan 90% untuk penguat Kelas D (lihat Gambar 5). Nilai kasus terbaik untuk Kelas A dan Kelas B ini adalah yang sering dikutip dalam buku teks.
Perbedaan disipasi daya dan efisiensi melebar pada tingkat daya sedang. Ini penting untuk audio, karena tingkat rata-rata jangka panjang untuk musik keras jauh lebih rendah (dengan faktor lima hingga 20, tergantung pada jenis musiknya) daripada tingkat puncak sesaat, yang mendekati P LOAD max . Jadi, untuk amplifier audio, [ P LOAD = 0,1 × P LOAD max ] adalah tingkat daya rata-rata yang wajar untuk mengevaluasi P DISS . Pada tingkat ini, disipasi tahap keluaran Kelas D sembilan kali lebih kecil dari Kelas B, dan 107 kali lebih kecil dari Kelas A.
Untuk penguat audio dengan 10-W P LOAD max , rata-rata P LOAD 1 W dapat dianggap sebagai tingkat mendengarkan yang realistis. Dalam kondisi ini, 282 mW dihamburkan di dalam tahap keluaran Kelas D, vs. 2,53 W untuk Kelas B dan 30,2 W untuk Kelas A. Dalam hal ini, efisiensi Kelas D berkurang menjadi 78%—dari 90% pada daya yang lebih tinggi. Tetapi bahkan 78% jauh lebih baik daripada efisiensi Kelas B dan Kelas A—masing-masing 28% dan 3%.
Perbedaan ini memiliki konsekuensi penting untuk desain sistem. Untuk tingkat daya di atas 1 W, disipasi berlebihan dari tahap keluaran linier memerlukan tindakan pendinginan yang signifikan untuk menghindari pemanasan yang tidak dapat diterima—biasanya dengan menggunakan pelat logam besar sebagai heat sink, atau kipas untuk meniupkan udara ke amplifier. Jika amplifier diimplementasikan sebagai sirkuit terpadu, paket yang ditingkatkan secara termal yang besar dan mahal mungkin diperlukan untuk memfasilitasi perpindahan panas. Pertimbangan ini memberatkan produk konsumen seperti TV layar datar, di mana ruang berada pada premium—atau audio otomotif, di mana trennya adalah menjejalkan jumlah saluran yang lebih tinggi ke dalam ruang tetap.
Untuk tingkat daya di bawah 1 W, daya yang terbuang dapat menjadi lebih sulit daripada pembangkitan panas. Jika ditenagai dari baterai, tahap keluaran linier akan menghabiskan daya baterai lebih cepat daripada desain Kelas D. Pada contoh di atas, tingkat keluaran Kelas D mengkonsumsi arus suplai 2,8 kali lebih sedikit daripada Kelas B dan 23,6 kali lebih sedikit daripada Kelas A—menghasilkan perbedaan besar dalam masa pakai baterai yang digunakan pada produk seperti ponsel, PDA, dan pemutar MP3.
Untuk penyederhanaan, analisis sejauh ini telah difokuskan secara eksklusif pada tahap keluaranpenguat . Namun, ketika semua sumber disipasi daya dalam sistem penguat dipertimbangkan, penguat linier dapat dibandingkan dengan penguat Kelas D pada tingkat daya keluaran rendah. Alasannya adalah bahwa daya yang dibutuhkan untuk menghasilkan dan memodulasi bentuk gelombang switching dapat menjadi signifikan pada level rendah. Dengan demikian, disipasi diam di seluruh sistem dari amplifier Kelas AB berdaya rendah hingga sedang yang dirancang dengan baik dapat membuatnya kompetitif dengan amplifier Kelas D. Disipasi daya Kelas D tidak diragukan lagi lebih unggul untuk rentang daya output yang lebih tinggi.
Terminologi Penguat Kelas D, dan Diferensial vs. Versi Berakhir Tunggal
Gambar 3 menunjukkan implementasi diferensial dari transistor keluaran dan filter LC dalam penguat Kelas D. H-bridge ini memiliki dua sirkuit switching setengah-jembatan yang memasok pulsa dengan polaritas yang berlawanan ke filter, yang terdiri dari dua induktor, dua kapasitor, dan speaker. Setiap setengah jembatan berisi dua transistor keluaran — transistor sisi tinggi (MH) yang terhubung ke catu daya positif, dan transistor sisi rendah (ML) yang terhubung ke catu negatif. Diagram di sini menunjukkan transistor p MOS sisi tinggi. Transistor n MOS sisi tinggi sering digunakan untuk mengurangi ukuran dan kapasitansi, tetapi teknik penggerak gerbang khusus diperlukan untuk mengendalikannya (Bacaan Lebih Lanjut 1).
Rangkaian full H-bridge umumnya dijalankan dari satu suplai (V DD ), dengan ground digunakan untuk terminal suplai negatif (V SS ). Untuk V DDdan V SS yang diberikan , sifat diferensial dari jembatan berarti dapat memberikan dua kali sinyal keluaran dan empat kali daya keluaran dari implementasi ujung tunggal. Sirkuit setengah jembatan dapat diberi daya dari catu daya bipolar atau catu tunggal, tetapi versi catu tunggal membebankan tegangan bias dc yang berpotensi berbahaya, V DD /2, di seluruh speaker, kecuali jika kapasitor pemblokiran ditambahkan.
Bus tegangan catu daya dari sirkuit setengah jembatan dapat "dipompa" melampaui nilai nominalnya oleh arus induktor besar dari filter LC. DV/dt transien pemompaan dapat dibatasi dengan menambahkan kapasitor decoupling besar antara V DD dan V SS . Sirkuit jembatan penuh tidak mengalami pemompaan bus, karena arus induktor yang mengalir ke salah satu jembatan setengah mengalir keluar dari jembatan lainnya, menciptakan loop arus lokal yang minimal mengganggu catu daya.
Faktor dalam Desain Amplifier Kelas D Audio
Disipasi daya yang lebih rendah memberikan motivasi yang kuat untuk menggunakan Kelas D untuk aplikasi audio, tetapi ada tantangan penting bagi perancang. Ini termasuk:
- Pilihan ukuran transistor keluaran
- Perlindungan tahap keluaran
- Kualitas suara
- Teknik modulasi
- Saya
- Desain filter LC
- Biaya sistem
Pilihan Ukuran Transistor Output
Ukuran transistor keluaran dipilih untuk mengoptimalkan disipasi daya pada berbagai kondisi sinyal. Memastikan bahwa V DS tetap kecil saat melakukan I DS besar memerlukan resistansi aktif ( R ON ) dari transistor keluaran menjadi kecil (biasanya 0,1 ohm hingga 0,2 ohm). Tapi ini membutuhkan transistor besar dengan kapasitansi gerbang yang signifikan ( C G ). Sirkuit penggerak gerbang yang mengganti kapasitansi mengkonsumsi daya— CV 2 f , di mana C adalah kapasitansi, V adalah perubahan tegangan selama pengisian, dan fadalah frekuensi switching. Ini "switching loss" menjadi berlebihan jika kapasitansi atau frekuensi terlalu tinggi, sehingga ada batas atas praktis. Oleh karena itu, pilihan ukuran transistor merupakan trade-off antara meminimalkan kerugian I DS × V DS selama konduksi vs meminimalkan kerugian switching . Rugi konduktif akan mendominasi disipasi daya dan efisiensi pada tingkat daya keluaran tinggi, sedangkan disipasi didominasi oleh rugi pensaklaran pada tingkat keluaran rendah. Produsen transistor daya mencoba meminimalkan produk R ON × C G dari perangkat mereka untuk mengurangi disipasi daya secara keseluruhan dalam aplikasi switching, dan untuk memberikan fleksibilitas dalam pilihan frekuensi switching.
Melindungi Tahap Keluaran
Tahap keluaran harus dilindungi dari sejumlah kondisi yang berpotensi berbahaya:
Overheating : Disipasi daya tahap keluaran Kelas D, meskipun lebih rendah dari penguat linier, masih dapat mencapai tingkat yang membahayakan transistor keluaran jika penguat dipaksa untuk memberikan daya yang sangat tinggi untuk waktu yang lama. Untuk melindungi dari panas berlebih yang berbahaya, sirkuit kontrol pemantauan suhu diperlukan. Dalam skema perlindungan sederhana, tahap keluaran dimatikan ketika suhunya, yang diukur oleh sensor on-chip, melebihi pemadaman termal.ambang batas keamanan, dan dimatikan sampai mendingin. Sensor dapat memberikan informasi suhu tambahan, selain dari indikasi biner sederhana tentang apakah suhu telah melebihi ambang batas shutdown. Dengan mengukur suhu, sirkuit kontrol dapat secara bertahap mengurangi tingkat volume, mengurangi disipasi daya, dan menjaga suhu tetap dalam batas—alih-alih memaksa periode hening yang jelas selama peristiwa pemadaman termal.
Aliran arus yang berlebihan pada transistor keluaran : On rendahresistansi transistor keluaran tidak menjadi masalah jika tahap keluaran dan terminal speaker terhubung dengan benar, tetapi arus yang sangat besar dapat terjadi jika simpul-simpul ini secara tidak sengaja dihubung pendek satu sama lain, atau ke catu daya positif atau negatif. Jika tidak dicentang, arus tersebut dapat merusak transistor atau sirkuit di sekitarnya. Akibatnya, sirkuit proteksi transistor keluaran penginderaan arus diperlukan. Dalam skema perlindungan sederhana, tahap keluaran dimatikan jika arus keluaran melebihi ambang batas keamanan. Dalam skema yang lebih canggih, output sensor arus diumpankan kembali ke amplifier—berusaha membatasi arus output ke tingkat aman maksimum, sambil membiarkan amplifier berjalan terus menerus tanpa dimatikan. Dalam skema ini, penutupan dapat dipaksakan sebagai upaya terakhir jika upaya pembatasan terbukti tidak efektif.
Undervoltage : Sebagian besar rangkaian tahap keluaran switching bekerja dengan baik hanya jika tegangan catu daya positif cukup tinggi. Masalah terjadi jika ada kondisi undervoltage , di mana pasokan terlalu rendah. Masalah ini biasanya ditangani oleh sirkuit penguncian undervoltage , yang memungkinkan tahap output untuk beroperasi hanya jika tegangan catu daya berada di atas ambang batas penguncian undervoltage.
Waktu penyalaan transistor keluaran : Transistor tahap keluaran MH dan ML (Gambar 6) memilikiresistansi yang sangat rendah. Oleh karena itu, penting untuk menghindari situasi di mana MH dan ML menyala secara bersamaan, karena ini akan menciptakan jalur resistansi rendah dari V DD ke V SS melalui transistor danarustembak yang besar. Paling-paling, transistor akan memanas dan membuang daya; paling buruk, transistor mungkin rusak. Kontrol transistor break-before-make mencegah kondisi shoot-through dengan memaksa kedua transistor mati sebelum menyalakannya. Interval waktu di mana kedua transistor mati disebut waktu non- overlap atauwaktu mati .
Kualitas suara
Beberapa masalah harus ditangani untuk mencapai kualitas suara keseluruhan yang baik di amplifier Kelas D.
Klik dan letupan , yang terjadi saat amplifier dihidupkan atau dimatikan bisa sangat mengganggu. Sayangnya, bagaimanapun, mereka mudah untuk dimasukkan ke dalam penguat Kelas D kecuali perhatian yang cermat diberikan pada keadaan modulator, waktu tahap keluaran, dan keadaan filter LC ketika penguat dimatikan atau tidak dimatikan.
Rasio signal-to-noise (SNR) : Untuk menghindari desisan yang terdengar dari lantai kebisingan amplifier, SNR biasanya harus melebihi 90 dB pada amplifier berdaya rendah untuk aplikasi portabel, 100 dB untuk desain daya sedang, dan 110 dB untuk daya tinggi desain. Hal ini dapat dicapai untuk berbagai implementasi amplifier, tetapi sumber kebisingan individu harus dilacak selama desain amplifier untuk memastikan SNR keseluruhan yang memuaskan.
Mekanisme distorsi: Ini termasuk nonlinier dalam teknik modulasi atau implementasi modulator—dan waktu mati yang digunakan dalam tahap keluaran untuk memecahkan masalah saat ini.
Informasi tentang tingkat sinyal audio umumnya dikodekan dalam lebar pulsa keluaran modulator Kelas D. Menambahkan waktu mati untuk mencegah arus shoot-through tahap keluaran menimbulkan kesalahan pengaturan waktu nonlinier, yang menciptakan distorsi pada speaker secara proporsional dengan kesalahan pengaturan waktu dalam kaitannya dengan lebar pulsa yang ideal. Waktu mati terpendek yang menghindari shoot-through sering kali paling baik untuk meminimalkan distorsi; lihat Bacaan Lebih Lanjut 2 untuk metode desain terperinci guna mengoptimalkan kinerja distorsi tahap keluaran switching.
Sumber distorsi lainnya meliputi: ketidaksesuaian waktu naik dan turun dalam pulsa keluaran, ketidaksesuaian dalam karakteristik waktu untuk rangkaian penggerak gerbang transistor keluaran, dan nonlinier dalam komponen filter lolos rendah LC.
Penolakan catu daya (PSR): Dalam rangkaian Gambar 2, derau catu daya berpasangan hampir langsung ke speaker dengan penolakan yang sangat kecil. Ini terjadi karena transistor tahap keluaran menghubungkan catu daya ke filter lolos rendah melalui resistansi yang sangat rendah. Filter menolak kebisingan frekuensi tinggi, tetapi dirancang untuk melewatkan semua frekuensi audio, termasuk kebisingan. Lihat Bacaan Lebih Lanjut 3 untuk deskripsi yang baik tentang efek gangguan catu daya pada rangkaian tahap keluaran switching tunggal dan diferensial.
Jika masalah distorsi atau catu daya tidak ditangani, sulit untuk mencapai PSR lebih baik dari 10 dB, atau distorsi harmonik total (THD) lebih baik dari 0,1%. Lebih buruk lagi, THD cenderung menjadi jenis high-order yang terdengar buruk.
Untungnya, ada solusi bagus untuk masalah ini. Menggunakan umpan balik dengan gain loop tinggi (seperti yang dilakukan dalam banyak desain amplifier linier) sangat membantu. Umpan balik dari input filter LC akan sangat meningkatkan PSR dan melemahkan semua mekanisme distorsi non-LC-filter. Nonlinier filter LC dapat dilemahkan dengan memasukkan speaker ke dalam loop umpan balik. Kualitas suara kelas audiophile dengan PSR > 60 dB dan THD <0,01% dapat dicapai dalam amplifier Kelas D loop tertutup yang dirancang dengan baik.
Umpan balik memperumit desain amplifier, karena stabilitas loop harus diperhatikan (pertimbangan nontrivial untuk desain orde tinggi). Juga, umpan balik analog waktu kontinu diperlukan untuk menangkap informasi penting tentang kesalahan pengaturan waktu pulsa, sehingga loop kontrol harus menyertakan sirkuit analog untuk memproses sinyal umpan balik. Dalam implementasi penguat sirkuit terpadu, ini dapat menambah biaya mati.
Untuk meminimalkan biaya IC, beberapa vendor lebih memilih untuk meminimalkan atau menghilangkan konten rangkaian analog. Beberapa produk menggunakan modulator loop terbuka digital, ditambah konverter analog-ke-digital untuk merasakan variasi catu daya—dan menyesuaikan perilaku modulator untuk mengimbanginya, seperti yang diusulkan dalam Bacaan Lebih Lanjut 3. Ini dapat meningkatkan PSR, tetapi tidak akan mengatasi masalah apa pun. dari masalah distorsi. Modulator digital lainnya mencoba untuk mengkompensasi kesalahan pengaturan waktu tahap keluaran yang diharapkan, atau mengoreksi ketidakidealan modulator. Ini setidaknya dapat mengatasi sebagian mekanisme distorsi, tetapi tidak semua. Aplikasi yang mentolerir persyaratan kualitas suara yang cukup santai dapat ditangani oleh amplifier Kelas D loop terbuka semacam ini, tetapi beberapa bentuk umpan balik tampaknya diperlukan untuk kualitas audio terbaik.
Teknik Modulasi
Modulator Kelas D dapat diimplementasikan dalam banyak cara, didukung oleh sejumlah besar penelitian terkait dan kekayaan intelektual. Artikel ini hanya akan memperkenalkan konsep dasar.
Semua teknik modulasi Kelas D mengkodekan informasi tentang sinyal audio ke dalam aliran pulsa. Umumnya, lebar pulsa dihubungkan dengan amplitudo sinyal audio, dan spektrum pulsa mencakup sinyal audio yang diinginkan ditambah konten frekuensi tinggi yang tidak diinginkan (tetapi tidak dapat dihindari). Total daya frekuensi tinggi terintegrasi di semua skema kira-kira sama, karena daya total dalam bentuk gelombang domain waktu serupa, dan menurut teorema Parseval, daya dalam domain waktu harus sama dengan daya dalam domain frekuensi. Namun, distribusi energi sangat bervariasi: dalam beberapa skema, ada nada energi tinggi di atas lantai dengan kebisingan rendah, sementara di skema lain, energi dibentuk sehingga nada dihilangkan tetapi lantai kebisingan lebih tinggi.
Teknik modulasi yang paling umum adalah modulasi lebar pulsa (PWM). Secara konseptual, PWM membandingkan sinyal audio input dengan bentuk gelombang segitiga atau ramping yang berjalan pada frekuensi pembawa tetap. Ini menciptakan aliran pulsa pada frekuensi pembawa. Dalam setiap periode pembawa, rasio tugas pulsa PWM sebanding dengan amplitudo sinyal audio. Pada contoh Gambar 7, input audio dan gelombang segitiga keduanya berpusat di sekitar 0 V, sehingga untuk input 0, rasio tugas pulsa output adalah 50%. Untuk input positif besar, mendekati 100%, dan mendekati 0% untuk input negatif besar. Jika amplitudo audio melebihi gelombang segitiga, modulasi penuhterjadi, di mana kereta pulsa berhenti beralih, dan rasio tugas dalam periode individu adalah 0% atau 100%.
PWM menarik karena memungkinkan SNR pita audio 100-dB atau lebih baik pada frekuensi pembawa PWM beberapa ratus kilohertz—cukup rendah untuk membatasi kerugian switching pada tahap keluaran. Selain itu, banyak modulator PWM stabil hingga hampir 100% modulasi, dalam konsep yang memungkinkan daya keluaran tinggi—hingga titik kelebihan beban. Namun, PWM memiliki beberapa masalah: Pertama, proses PWM secara inheren menambah distorsi dalam banyak implementasi (Bacaan Lebih Lanjut 4); selanjutnya, harmonik frekuensi pembawa PWM menghasilkan EMI dalam pita radio AM; dan akhirnya, lebar pulsa PWM menjadi sangat kecil mendekati modulasi penuh. Hal ini menyebabkan masalah di sebagian besar sirkuit penggerak gerbang tahap keluaran switching—dengan kemampuan drive yang terbatas, mereka tidak dapat beralih dengan benar pada kecepatan berlebihan yang diperlukan untuk mereproduksi pulsa pendek dengan lebar beberapa nanodetik. Akibatnya,pada resistansi, dan impedansi speaker.
Sebuah alternatif untuk PWM adalah pulse-density modulation (PDM), di mana jumlah pulsa dalam jendela waktu tertentu sebanding dengan nilai rata-rata dari sinyal audio input. Lebar pulsa individu tidak dapat berubah-ubah seperti pada PWM, tetapi sebaliknya "terkuantisasi" ke kelipatan periode jam modulator. Modulasi sigma-delta 1-bit adalah bentuk PDM.
Sebagian besar energi frekuensi tinggi dalam sigma-delta didistribusikan melalui rentang frekuensi yang luas—tidak terkonsentrasi dalam nada pada kelipatan frekuensi pembawa, seperti pada PWM—memberikan modulasi sigma-delta dengan potensi keuntungan EMI dibandingkan PWM. Energi masih ada pada gambar frekuensi jam sampling PDM; tetapi dengan frekuensi clock tipikal dari 3 MHz hingga 6 MHz, gambar berada di luar pita frekuensi audio—dan sangat dilemahkan oleh filter low-pass LC.
Keuntungan lain dari sigma-delta adalah bahwa lebar pulsa minimum adalah satu periode sampling-clock, bahkan untuk kondisi sinyal yang mendekati modulasi penuh. Ini memudahkan desain gerbang-driver dan memungkinkan pengoperasian yang aman hingga kekuatan penuh teoretis. Meskipun demikian, modulasi 1-bit sigma-delta tidak sering digunakan pada amplifier Kelas D (Bacaan Lebih Lanjut 4) karena modulator 1-bit konvensional hanya stabil pada modulasi 50%. Selain itu, setidaknya 64× oversampling diperlukan untuk mencapai SNR pita audio yang memadai, sehingga kecepatan data keluaran tipikal minimal 1 MHz dan efisiensi daya terbatas.
Baru-baru ini, penguat berosilasi sendiri telah dikembangkan, seperti yang ada di Bacaan Lebih Lanjut 5. Penguat jenis ini selalu menyertakan loop umpan balik, dengan sifat loop yang menentukan frekuensi switching modulator, alih-alih jam yang disediakan secara eksternal. Energi frekuensi tinggi sering lebih merata daripada di PWM. Kualitas audio yang sangat baik dimungkinkan, berkat umpan balik, tetapi loopnya berosilasi sendiri, sehingga sulit untuk menyinkronkan dengan sirkuit switching lainnya, atau untuk menyambung ke sumber audio digital tanpa terlebih dahulu mengubah digital ke analog.
Sirkuit jembatan penuh (Gambar 3) dapat menggunakan modulasi "3-status" untuk mengurangi EMI diferensial. Dengan operasi diferensial konvensional, polaritas output Half-bridge A harus berlawanan dengan Half-bridge B. Hanya ada dua status operasi diferensial: Output A tinggi dengan Output B rendah; dan A rendah dengan B tinggi. Namun, ada dua status mode umum tambahan, di mana kedua keluaran setengah jembatan memiliki polaritas yang sama (keduanya tinggi atau keduanya rendah). Salah satu dari mode umum inikeadaan dapat digunakan bersama dengan keadaan diferensial untuk menghasilkan modulasi 3-status di mana input diferensial ke filter LC bisa positif, 0, atau negatif. Keadaan 0 dapat digunakan untuk mewakili tingkat daya yang rendah, alih-alih beralih antara keadaan positif dan negatif seperti dalam skema 2 keadaan. Sangat sedikit aktivitas diferensial yang terjadi pada filter LC selama keadaan 0, mengurangi EMI diferensial, meskipun sebenarnya meningkatkan EMI mode umum. Manfaat diferensial hanya berlaku pada tingkat daya rendah, karena status positif dan negatif masih harus digunakan untuk mengirimkan daya yang signifikan ke speaker. Tingkat tegangan mode umum yang bervariasi dalam skema modulasi 3-status menghadirkan tantangan desain untuk amplifier loop tertutup.
Menjinakkan EMI
Komponen frekuensi tinggi dari output amplifier Kelas D perlu dipertimbangkan secara serius. Jika tidak dipahami dan dikelola dengan baik, komponen ini dapat menghasilkan EMI dalam jumlah besar dan mengganggu pengoperasian peralatan lain.
Dua jenis EMI menjadi perhatian: sinyal yang dipancarkan ke luar angkasa dan yang dilakukan melalui kabel speaker dan catu daya. Skema modulasi Kelas D menentukan spektrum dasar dari komponen EMI terkonduksi dan terpancar. Namun, beberapa teknik desain tingkat papan dapat digunakan untuk mengurangi EMI yang dipancarkan oleh penguat Kelas D, terlepas dari spektrum dasarnya.
Prinsip yang berguna adalah meminimalkan area loop yang membawa arus frekuensi tinggi, karena kekuatan EMI terkait terkait dengan area loop dan kedekatan loop ke sirkuit lain. Misalnya, seluruh filter LC (termasuk kabel speaker) harus diletakkan sekompak mungkin, dan tetap dekat dengan amplifier. Jejak untuk drive saat ini dan jalur kembali harus disimpan bersama untuk meminimalkan area loop (menggunakan pasangan terpilin untuk kabel speaker sangat membantu). Tempat lain untuk fokus adalah pada transien muatan besar yang terjadi saat mengganti kapasitansi gerbang transistor tahap keluaran. Umumnya muatan ini berasal dari reservoirkapasitansi, membentuk loop arus yang mengandung kedua kapasitansi. Dampak EMI dari transien dalam loop ini dapat dikurangi dengan meminimalkan area loop, yang berarti menempatkan kapasitansi reservoir sedekat mungkin dengan transistor yang diisinya.
Terkadang berguna untuk memasukkan choke RF secara seri dengan catu daya untuk amplifier. Ditempatkan dengan benar, mereka dapat membatasi arus transien frekuensi tinggi ke loop lokal di dekat amplifier, alih-alih dilakukan untuk jarak jauh ke kabel catu daya.
Jika waktu nonoverlap gerbang-drive sangat lama, arus induktif dari speaker atau filter LC dapat membias maju dioda parasit pada terminal transistor tahap keluaran. Ketika waktu nonoverlap berakhir, bias pada dioda diubah dari maju ke mundur. Lonjakan arus pemulihan balik yang besar dapat mengalir sebelum dioda benar-benar mati, menciptakan sumber EMI yang merepotkan. Masalah ini dapat diminimalkan dengan menjaga waktu nonoverlap sangat singkat (juga disarankan untuk meminimalkan distorsi audio). Jika perilaku pemulihan balik masih tidak dapat diterima, dioda Schottky dapat diparalelkan dengan dioda parasit transistor, untuk mengalihkan arus dan mencegah dioda parasit agar tidak menyala. Ini membantu karena sambungan logam-semikonduktor dioda Schottky secara intrinsik kebal terhadap efek pemulihan balik.
Filter LC dengan inti induktor toroidal dapat meminimalkan garis medan nyasar akibat arus penguat. Radiasi dari inti drum yang lebih murah dapat dikurangi dengan pelindung, kompromi yang baik antara biaya dan kinerja EMI—jika dilakukan dengan hati-hati untuk memastikan bahwa pelindung tidak menurunkan linieritas induktor dan kualitas suara pada speaker secara tidak wajar.
Desain Filter LC
Untuk menghemat biaya dan ruang papan, sebagian besar filter LC untuk amplifier Kelas D adalah desain low-pass orde kedua. Gambar 3 menggambarkan versi diferensial dari filter LC orde kedua. Speaker berfungsi untuk meredam resonansi bawaan sirkuit. Meskipun impedansi speaker kadang-kadang didekati sebagai resistansi sederhana, impedansi sebenarnya lebih kompleks dan dapat mencakup komponen reaktif yang signifikan. Untuk hasil terbaik dalam desain filter, seseorang harus selalu berusaha menggunakan model speaker yang akurat.
Pilihan desain filter yang umum adalah membidik bandwidth terendah di mana penurunan responsfilter pada frekuensi audio tertinggi yang diinginkan diminimalkan. Filter tipikal memiliki respons Butterworth 40-kHz (untuk mencapai band pass datar maksimal), jika droop kurang dari 1 dB diinginkan untuk frekuensi hingga 20 kHz. Nilai komponen nominal dalam tabel memberikan perkiraan respons Butterworth untuk impedansi speaker umum dan nilai L dan C standar:
| Induktansi L (μH) | Kapasitansi C (μF) | Resistensi Pembicara (Ohm) | Bandwidth –3-dB (kHz) |
| 10 | 1.2 | 4 | 50 |
| 15 | 1 | 6 | 41 |
| 22 | 0.68 | 8 | 41 |
Jika desain tidak menyertakan umpan balik dari speaker, THD pada speaker akan sensitif terhadap linearitas komponen filter LC.
Faktor Desain Induktor: Faktor penting dalam merancang atau memilih induktor termasuk nilai dan bentuk inti saat ini, dan hambatan belitan.
Nilai arus : Inti yang dipilih harus memiliki nilai arus di atas arus penguat tertinggi yang diharapkan. Alasannya adalah bahwa banyak inti induktor akan jenuh secara magnetis jika arus melebihi ambang batas arus dan kerapatan fluks menjadi terlalu tinggi—menghasilkan pengurangan induktansi drastis yang tidak diinginkan.
Induktansi dibentuk dengan melilitkan kawat di sekitar inti. Jika ada banyak lilitan, hambatan yang terkait dengan total panjang kawat adalah signifikan. Karena hambatan ini dirangkai secara seri antara setengah jembatan dan speaker, beberapa daya keluaran akan dihamburkan di dalamnya. Jika resistansi terlalu tinggi, gunakan kawat yang lebih tebal atau ubah inti ke bahan lain yang membutuhkan lebih sedikit lilitan kawat untuk memberikan induktansi yang diinginkan.
Akhirnya, tidak boleh dilupakan bahwa bentuk induktor yang digunakan dapat mempengaruhi EMI, seperti yang disebutkan di atas.
Biaya Sistem
Apa faktor penting dalam biaya keseluruhan sistem audio yang menggunakan amplifier Kelas D? Bagaimana kita bisa meminimalkan biaya?
Komponen aktif penguat Kelas D adalah tahap keluaran switching dan modulator. Sirkuit ini dapat dibangun dengan biaya yang kira-kira sama dengan penguat linier analog. Pertukaran nyata terjadi ketika mempertimbangkan komponen lain dari sistem.
Disipasi kelas D yang lebih rendah menghemat biaya (dan ruang) peralatan pendingin seperti heat sink atau kipas. Penguat sirkuit terpadu Kelas D mungkin dapat menggunakan paket yang lebih kecil dan lebih murah daripada paket linier. Ketika digerakkan dari sumber audio digital, amplifier linier analog memerlukan konverter D/A (DAC) untuk mengubah audio menjadi bentuk analog. Hal ini juga berlaku untuk amplifier Kelas D input analog, tetapi tipe input digital secara efektif mengintegrasikan fungsi DAC.
Di sisi lain, kerugian biaya utama Kelas D adalah filter LC. Komponen — terutama induktor — menempati ruang papan dan menambah biaya. Pada amplifier berdaya tinggi, biaya sistem secara keseluruhan masih kompetitif, karena biaya filter LC diimbangi dengan penghematan besar pada peralatan pendingin. Namun dalam aplikasi hemat biaya dan berdaya rendah, biaya induktor menjadi berat. Dalam kasus ekstrim, seperti amplifier murah untuk ponsel, IC amplifier bisa lebih murah daripada total biaya filter LC. Juga, bahkan jika biaya moneter diabaikan, ruang papan yang ditempati oleh filter LC dapat menjadi masalah dalam aplikasi faktor bentuk kecil.
Untuk mengatasi masalah ini, filter LC terkadang dihilangkan seluruhnya, untuk membuat amplifier tanpa filter . Ini menghemat biaya dan ruang, meskipun kehilangan manfaat penyaringan low-pass. Tanpa filter, EMI dan disipasi daya frekuensi tinggi dapat meningkat secara tidak wajar—kecuali speaker bersifat induktif dan diletakkan sangat dekat dengan amplifier, area loop arus minimal, dan level daya dijaga tetap rendah. Meskipun sering mungkin dalam aplikasi portabel seperti ponsel, itu tidak layak untuk sistem daya yang lebih tinggi seperti stereo rumah.
Pendekatan lain adalah meminimalkan jumlah komponen filter LC yang diperlukan per saluran audio. Hal ini dapat dicapai dengan menggunakan tahap keluaran setengah jembatan berujung tunggal, yang membutuhkan setengah jumlah Ls dan Cs yang dibutuhkan untuk rangkaian jembatan penuh diferensial. Tetapi jika setengah jembatan membutuhkan catu daya bipolar, biaya yang terkait dengan pembangkitan catu negatif mungkin menjadi penghalang, kecuali jika pasokan negatif sudah ada untuk tujuan lain—atau amplifier memiliki saluran audio yang cukup, untuk mengamortisasi biaya negatif. Pasokan. Sebagai alternatif, setengah jembatan dapat diberi daya dari satu catu daya, tetapi ini mengurangi daya keluaran dan seringkali membutuhkan kapasitor pemblokiran dc yang besar.
Perangkat Analog Kelas D Amplifier
Semua tantangan desain yang baru saja dibahas dapat menambah proyek yang agak menuntut. Untuk menghemat waktu bagi perancang, Perangkat Analog menawarkan berbagai rangkaian terintegrasi penguat Kelas D, yang menggabungkan penguat penguatan yang dapat diprogram, modulator, dan tahap keluaran daya. Untuk menyederhanakan evaluasi, papan demonstrasi tersedia untuk setiap jenis amplifier untuk menyederhanakan evaluasi. Tata letak PCB dan bill-of-material untuk masing-masing papan ini berfungsi sebagai desain referensi yang dapat diterapkan, membantu pelanggan dengan cepat merancang sistem audio yang berfungsi dan hemat biaya tanpa harus "menemukan kembali roda" untuk memecahkan tantangan utama desain amplifier Kelas D.